為了比較沒有驅動器源極引腳的MOSFET和有驅動源極引腳的MOSFET的實際開關工作情況，我們按照右圖所示的電路圖進行了雙脈沖測試，在測試中，使低邊（LS）的MOSFET執(zhí)行開關動作。
高邊（HS）MOSFET則通過RG_EXT連接柵極引腳和源極引腳或驅動器源極引腳，并且僅用于體二極管的換流工作。在電路圖中，實線是連接到源極引腳的示意圖，虛線是連接到驅動器源極引腳的示意圖。
我們來分別比較導通時和關斷時的漏-源電壓VDS和漏極電流ID的波形以及開關損耗。測試中使用的是最大額定值（VDSS的波形以及開關損耗。測試中使用的是最大額定值（RDS（on））為 40mΩ的SiC MOSFET。TO-247N封裝的產品（型號：SCT3040KL）沒有驅動器源極引腳，TO-247-4L（SCT3040KR）和TO-263-7L（SCT3040KW7）有驅動器源極引腳。這是在RG_EXT為10Ω、施加電壓VHVDC為800V、ID為50A左右的驅動條件下的波形。
與沒有驅動器源極引腳的TO-247N封裝產品（淺藍色虛線）相比，有驅動器源極引腳的TO-247-4L封裝產品（紅色虛線）和TO-263-7L封裝產品（綠色虛線）導通時的ID上升速度更快。
通過比較，可以看出TO-247N封裝產品（淺藍色線）的開關損耗為 2742μJ，而TO-247-4L封裝產品（紅色線）為1690μJ，開關損耗減少約38%；TO-263-7L封裝產品（綠線）為 2083μJ，開關損耗減少24%，減幅顯著。
通過導通波形可以確認，TO-247-4L的ID峰值達到了80A，比TO-247N大23A。這是因為，盡管在MOSFET的開關工作過程中對COSS的充放電能量是恒定的，但由于驅動器源極引腳可提高開關速度，所以充放電時間縮短，最終導致充電電流的峰值變大。雖然HS側MOSFET的誤啟動也會導致峰值電流增加，但這不是誤啟動造成的。
TO-263-7L的ID峰值為60A，不如TO-247-4L的大。這是由于換流側MOSFET（HS）的封裝電感不同造成的，與后續(xù)會介紹的關斷浪涌的差異成因一樣。
也就是說，由dID/dt產生的開關側（LS）和換流側MOSFET的總封裝電感引起的電動勢，會將開關側MOSFET的VDS壓低，并使開關側MOSFET的COSS中積蓄的能量被釋放，但TO-263-7L的放電電流很小，導通時的ID峰值也很小。
此外，導通時的開關損耗EON也是由于相同的原因，TO-247-4L封裝產品的開關側MOSFET的VDS被壓低，最終使開關損耗EON降低。
但是，如果TO-247-4L和TO-263-7L沒有采取誤啟動對策，發(fā)生誤啟動時導通電流的峰值可能會進一步增加，因此建議務必采取誤啟動對策，比如在米勒鉗位電路或柵極-源極之間連接幾nF的電容。
接下來是關斷時的波形?？梢钥闯?，TO-247N封裝產品（淺藍色實線）的開關損耗為2093μJ，TO-247-4L封裝產品（紅色實線）為1462μJ，開關損耗降低約30%，TO-263-7L封裝產品（綠色實線）為1488μJ，開關損耗降低約29%，即使降幅沒有導通時那么大，也已經是很大的改善。
關斷時在VDS中觀測到的關斷浪涌的主要起因是主電路的總寄生電感。它是前面給出的雙脈沖測試電路中的布線電感LMAIN與開關側和換流側MOSFET的封裝電感（LDRAIN+LSOURCE）的合計值。
因此，對于封裝電感幾乎相同的TO-247-4L（紅色實線）和TO-247N（淺藍色實線）而言，浪涌會隨著dID/dt速度的升高而增加。在該測試中，TO-247-4L為1009V，比TO-247N的890V大119V，因此可能需要采取緩沖電路等浪涌對策。
同為帶有驅動器源極引腳的產品，TO-263-7L（綠色實線）的浪涌比TO-247-4L（紅色實線）小，是因為封裝結構不同。TO-263-7L的漏極被分配到封裝背面的散熱片，并被直接焊接在PCB上。
另外，由于源極引腳被分配給7個引腳中的5個引腳，因此封裝電感小于TO-247-4L。請注意，開關側的浪涌會隨著換流側（而非開關側）封裝電感的減小而變小。
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